LED照明的直流驅動電路設計新方法

  本文描述了一種在直流照明系統中驅動LED的新方法，這種方法能提供95%的效率、更長的使用壽命以及更高的抗電氣和機械衝擊力，同時對採用ZXSC300系列DC-DC控制器的實際電路設計進行了計算和分析。 

 作為鹵素燈低壓照明的一種替代技術，LED照明日益風行。與鹵素燈泡不同的是，LED沒有效率低、可靠性差以及使用壽命短問題的困擾。本文描述了一種在直流照明系統中驅動大功率LED的新方法，這種解決方案能提供95%的效率、更長的使用壽命，並能承受更高的電氣和機械衝擊。 

 在圖1所示的電路中，ZXSC300系列DC-DC控制器驅動以降壓模式工作的外部開關。表1列出了12V電源系統的材料清單。透過增加R2的值可提供更高的系統電壓，例如，要得到24V的電壓僅需將R2值改為2.2kΩ，同時電容C1也須有更高的額定電壓，電路基本工作原理如下：

當Q1導通時，電流流過LED、電容C2和電感。當R1兩端的壓降達到I_sense引腳的閾值電壓時，Q1關斷並保持一個固定時間，電感中的能量流過D1和LED。經過這個固定時間後，Q1重新導通，如此循環往返。

電路工作原理分析 

 以下將對電路的工作原理進行更詳細地分析，以得到電路參數及與系統設計相關的計算。下面從開關Q1在一個固定時間T_ON內導通開始分析。ZXSC310將Q1導通直至它在I_sense引腳上檢測到19mV電壓(標稱值)，於是達到此閾值電壓時Q1上的電流為19mV/R1，稱為I_PEAK。

當Q1導通，電流從電源流出，流過C1和串聯LED。假設LED正向壓降為V_F，則剩下的電源電壓將全部落在L1上，稱為V_L1，並使L1上的電流以di/dt=V_L1/L1的斜率上升。其中di/dt單位為安培/秒、V_L1的單位為伏、L1的單位為亨。

Q1與R1上的壓降忽略不計，因為Q1的導通電阻RDS(ON)很小，且R1上的壓降總是小於19mV。19mV是Q1的關斷閾值電壓，依據I_sense引腳的閾值電壓設置。

V_IN=V_F+V_L1 

T_ON=I_PEAKxL1/ V_L1 

 由於將V_IN減去LED正向壓降可得到L1兩端的電壓，故可算出T_ON。因此，如果L1較小，則對於同樣的峰值電流I_PEAK及電源電壓V_IN，T_ON亦較小。請注意，在電感電流上升到I_PEAK的過程中，電流流過LED，因此LED上的平均電流等於T_ON上升期間及T_OFF下降期間的電流之和。

現在看一下Q1關斷期間(T_OFF)的情況。ZXSC300系列DC-DC控制器的T_OFF在內部被固定為1.7us(標稱值)，需要注意的是，如果用該值來計算電流斜坡，則其範圍最小為1.2μs，最大為3.2μs。

 為盡量減少傳導損耗及開關損耗，T_ON不能比T_OFF小太多。過高的開關頻率會造成較高的dv/dt，因此建議ZXSC300和310的最高工作頻率為200kHz。假設固定T_OFF為1.7μs，則T_ON最小值為5μs－1.7μs=3.3μs。然而這不是一個絕對限制值，這些元件已可在2至3倍該頻率下工作，但轉換效率會降低。

在T_OFF期間，儲存在電感中的能量將被轉移到LED，只在蕭特基二極管上有一些損耗。儲存在電感中的能量為：

EQ1 

系統能以連續或非連續模式工作，兩者之間的差別及對平均電流的影響將在後面解釋。

 如果T_OFF恰好是電流達到零所需的時間，則LED中的平均電流將為I_PEAK/2。實際上，電流可能會在T_OFF之前達到零，此時平均電流將小於I_PEAK/2，因為在這個周期裏有一段時間LED的電流為零，這稱為‘非連續’工作模式。

如果經過1.7μs後電流沒有達到零，而是下降到I_MIN，則稱元件進入‘連續’工作模式。LED電流將在I_MIN與I_PEAK之間上升和下降(di/dt斜率可能不同)，此時平均LED電流為I_MIN與I_PEAK的平均值。

 透過用實際值進行計算，上面的原理可運用於實際電路設計。例如，已知輸出電壓穩定的12V直流電源以及3個功率為1W的LED(需要340mA工作電流)，即可參考圖1所示的電路及表1列出的材料清單進行設計。該設計可工作在11V至18V電源電壓範圍內。

電源輸入電壓=V_IN=12V，LED正向壓降=V_F=9.6V，V_IN =V_F+V_L1。因此，V_L1=12V-9.6V=2.4V。

峰值電流=V_sense/R1=34mV/50m(=680mA，此處R1就是R_sense。

T_ON=I_PEAKxL1/V_L1 

 在上述等式中，近似認為在整個電流上升與下降期間LED正向壓降不變。事實上它會隨電流升高而增大，但這些公式使設計計算的結果在實際電路所用元件的容差範圍內。此外，V_IN與V_F之間的差值小於它們中的任何一個，所以6.2μs的上升時間將基本上取決於這些電壓值。

 值得注意的是，對於9.6V的LED正向壓降以及300mV的蕭特基二極管正向壓降來說，從680mA下降到零的時間為： 

由於T_OFF一般為1.7μs，所以電流有足夠的時間降到零。然而，儘管1.5μs已相當接近1.7μs，因為元件的容差，線圈電流可能不能降到零。但這不是什麼大問題，因為殘餘電流會很小。需要注意的是，由於對峰值電流的測量及關斷，不可能產生在具有固定T_ON時間的轉換器中產生的危險的‘電感階躍’(inductor staircasing)問題。由於電流可能永遠都不會超過I_PEAK，所以即使電流從一個有限值開始成長(即連續模式)，也不會超過I_PEAK，於是LED電流將近似等於680mA與0的平均值，即340mA。它並不是嚴格意義上的平均值，因為有200ns的時間內電流為零，但與I_PEAK及元件容差相比這非常小。

圖2與圖3分別描述了12V與24V系統的性能。

 電路設計計算 在T_ON期間(假設為非連續工作模式)，電源的輸入功率等於V_IN×I_PEAK/2，因而電源的平均輸入電流等於該電流乘以T_ON相對於整個周期時間的比值。

 從上式可看出平均電源電流是如何在較低電壓下隨著T_ON相對於固定的1.7μs的增加增大。這是符合功率原理的，因為當電源電壓較低時，固定(或近似固定)的LED功率需要更多電源電流才能獲得相同功率。

儲存在電感中的能量等於從電感轉移到LED的能量(假設為非連續工作模式)，為：

EQ1

 因此，當輸入電壓與輸出電壓的差別變得更大時，從電感轉移到LED的能量比LED直接從電源獲取的能量要更多些。如果能計算出使電流正好在1.7μs時達到零的電感值L1及峰值電流I_PEAK，則LED的功率將不會太依賴於電源電壓，因為此時LED中的平均電流總是近似為I_PEAK/2

 隨著電源電壓的增加，達到I_PEAK所需的T_ON將減小，但LED的功率基本恒定，且在T_ON期間只吸取從零至I_PEAK的電源電流。電源電壓越高，T_ON佔整個周期的比例越小，所以較高電源電壓時的平均電源電流亦較小，這樣保持了功率(和效率)的恒定。

 蕭特基二極管正向壓降會使效率降低。例如，假設LED的V_F為6V，蕭特基二極管的V_F為0.3V，則從電感轉移過來的能量的效率損失為5%，即蕭特基二極管正向壓降與LED正向壓降之比。在T_ON期間，蕭特基二極管不在電流迴路中，故不會引入損耗，因此整個效率損失比取決於T_ON與T_OFF之比。對於T_ON佔整個周期的大部份的低電源電壓來說，由蕭特基二極管導入的損耗並不大。當LED電壓較高(多個LED串聯)時，蕭特基二極管導入的損耗也不大，因為此時蕭特基二極管正向壓降在整個壓降所佔的比例將更小。

本文小結 

  本文的電路設計顯示了如何在鹵素燈泡替代應用中使用高效率電路驅動LED。儘管LED擁有比鹵素燈泡更高的初始成本，但總成本比鹵素燈泡低或者相當。在一些很難進行替代或替換費用昂貴的應用中，LED可能是唯一的具有成本效益的解決方案。隨著LED照明輸出效率逐步提高以及成本降低，使用LED照明的趨勢將會更加明顯。